巧用オシロスコープ周波数領域解析方法による電源ノイズ解析

電源ノイズは電磁干渉の一種で、その伝導ノイズのスペクトルは大体10 kHz ~ 30 MHzで、高いものは150 MHzに達することができる。電源ノイズ音、特に過渡雑音干渉は、その上昇速度が速く、持続時間が短く、電圧振動幅が高く、ランダム性が強く、マイコンとデジタル電気ルイに深刻な干渉を与える。

電源デバッグにおけるオシロスコープ周波数領域解析の応用

本文はこう述べている長年来（くる）注目される電気げんしざつおんそくてい問問題、実用的な経験の総括があって、実測の実例の証明があって、シミュレーションの分析の結合があります。
電源ノイズの解析において、従来の方法を比較するには、オシロスコープを使用して電源ノイズの波形を観察し、その振幅を測定し、それに基づいて電源ノイズの源を判断することである。しかし、デジタルデバイスの電圧が徐々に低下し、電流が徐々に上昇するにつれて、電源設計の難易度が高くなり、より効果的な試験手段を用いて電源ノイズを評価する必要がある。ここでは、周波数領域方法は電源ノイズの一例を分析し、時間領域波形が故障を位置決めできないことを観察する時、FFT（高速フーリエ変換）方法によって時間周波数変換を行い、時間領域電源ノイズ波形を周波数領域に変換して分析する。回路デバッグ時、時間領域と周波数領域の2つの角度からそれぞれ信号特徴を見て、効果的にデバッグプロセスを加速することができる。

シングルボードのデバッグ中に、ネットワークの電源ノイズが80 mvに達し、デバイスの要件を超えていることがわかりました。デバイスが安定して動作するためには、電源ノイズを低減する必要があります。
この障害をデバッグする前に、電源ノイズ抑制の原理をレビューしてください。下図に示すように、電源分配ネットワークにおける異なる周波数帯域は、電源調整モジュール（VRM）、デカップリング容量、PCB電源グランドフェース、デバイスパッケージ、およびチップを含む異なる要素によってノイズを抑制する。VRMは電源チップと周辺の出力容量を含み、DCから低域（100 K前後）に作用し、その等価モデルは抵抗とインダクタンスからなる2素子モデルである。デカップリング容量は、中周波数帯（数10 K〜100 M程度）を十分にカバーするために、複数の桁の容量値を使用する容量に対して併用される。配線インダクタンスとパッケージインダクタンスの存在により、即時に大量に積層されたデカップリング容量も、より高周波で機能することは困難である。PCB電源の地平面には平板容量が形成されており、デカップリング作用もあり、約数十兆に作用する。チップパッケージとチップは高周波数帯（100 M以上）を担当し、現在のデバイスはパッケージにデカップリング容量を増加させるのが一般的で、この時PCB上のデカップリング範囲は数十兆から数兆に下げることができる。したがって、電流負荷が変わらない場合には、電圧ノイズがどの周波数帯に発生するかを判断すれば、この周波数帯に対応するデカップリング素子に対して最適化すればよい。2つのデカップリング素子の隣接周波数帯では2つのデカップリング素子が協働するため、デカップリング素子の臨界点を分析する際には隣接周波数帯のデカップリング素子も同時に考慮に入れなければならない。

従来の電源調整経験によると、まずこのネットワーク上にいくつかのデカップリング容量を増加させ、電源ネットワークのインピーダンスマージンを増加させ、中周波数帯の電源ネットワークインピーダンスがすべてこの応用シーンの需要を満たすことを保証する。その結果、リップルはわずか数mV低下し、わずかに改善された。この結果を生成するにはいくつかの可能性がある：1、ノイズは低周波であり、これらのデカップリング容量が作用する範囲ではない、2、容量の増加は電源レギュレータVRMのループ特徴に影響し、容量によるインピーダンスの低下はVRMの悪化と相殺された。この疑問を持って、オシロスコープの周波数領域解析機能を使って電源ノイズのスペクトル特性を見て、問題の根源を特定することを考えています。

オシロスコープの周波数領域解析機能はフーリエ変換によって実現され、フーリエ変換の実質はどの時間領域のシーケンスでも異なる周波数の正弦波信号の無限重畳として表すことができる。これらの正弦波の周波数、振幅、位相情報を分析することは、時間領域信号を周波数領域に切り替える分析方法である。デジタルオシロスコープでサンプリングされたシーケンスは離散シーケンスであるため、分析では高速フーリエ変換（FFT）を一般的に使用しています。FFTアルゴリズムは離散フーリエ変換（DFT）アルゴリズムを最適化したもので、演算量は数桁減少し、演算が必要な点数が多いほど演算量の節約が大きくなる。
オシロスコープで取り込まれたノイズ波形をFFT変換するには、いくつかのポイントに注意が必要です。
1、耐奎斯特サンプリング法則によると、変換後のスペクトル広がり（Span）は原始信号のサンプリング率の1/2に対応し、原始信号のサンプリング率が1 GS/sであれば、FFT後のスペクトル広がりは500 MHzであることが多い、
2、変換後の周波数解像度（RBW Resolution Bandwidth）はサンプリング時間の逆数に対応し、サンプリング時間が10 mSであれば、対応する周波数解像度は100 Hz、
3、スペクトル漏洩、すなわち信号スペクトル中の各スペクトル線間が相互に干渉し、エネルギーの低いスペクトル線は隣接する高エネルギースペクトル線の漏洩に水没しやすい。スペクトル漏洩を回避するには、できるだけ収集速度と信号周波数を同期させ、収集信号時間を延長し、適切な窓関数を使用することができる。
電源ノイズ測定には高いサンプリングレートは必要ないので、時間ベースを長く設定することができます。これは、収集された信号時間が十分に長く、有効な信号全体の時間スパンにカバーされていると考えられ、その場合は窓関数を追加する必要はありません。以上の設定を調整すると、比較的正確なFFT変換曲線が得られ、zoom機能を通じて興味のある周波数点を見ることができます。下図の電源ノイズの主なエネルギーは11.3 KHz前後に集中し、この周波数を基本波周波数として共振する。これにより、11.3 KHzにおける本PDNネットワークのインピーダンスは要求を満たすことができず、その周波数点における容量のインピーダンスも比較的に高く、インピーダンスを下げる役割を果たしていないため、前面に容量を増加させることは電源ノイズを減少させることができないと推測できる。
一般的には、11.3 KHzはVRMの管轄範囲であるべきであり、ここで大きなノイズが発生することは、VRM回路設計が要件を満たすことができないことを示している。ここではVRMの性能を分析し、VRM分析の方法が多く、ここでは主にそのフィードバックループポート図をシミュレーションする手段を採用している。ボーチャートは主にいくつかの重要な情報を観察する：1、通過周波数、利得曲線が0 dB線を通過する周波数点、2、位相マージン、位相曲線が通過周波数で対応する位相値、3、利得マージン、位相が-360°の時に対応する利得値。ここでは主に通過周波数と位相余裕度の2つの指標に注目している。VRMのループポート図（下図aのように）から見ると、VRMの通過周波数は8 KHz前後で、位相マージンは37度である。ここには2つの問題が存在する：まずVRMの位相マージンは一般的に45度より大きくなければループの安定した動作を保証できなくて、ここの位相マージンは少し小さくて、位相マージンを増加する必要がある、次に、通過周波数が低すぎて、通過周波数付近のVRMの調整作用が徐々に低下しているが、この周波数点bulk容量はまだ機能していないので、8 KHz付近には高いインピーダンスが存在し、この周波数点のノイズ抑制作用は比較的に悪い。下図（b）はVRMループを最適化した後のポッター図で、位相マージンを50度に調整し、周波数を越えて46 KHz前後に押した。

最適化されたVRMに対してリップルを検証すると、リップルは明らかに33 mvに低下し、デバイスの要求を満たすことができることがわかる。

上記のケースはオシロスコープFFT機能を用いて電源問題を迅速に位置決めする過程であり、この例からオシロスコープの周波数領域解析機能が回路デバッグ時に大きな役割を果たすことが分かる。オシロスコープのFFT機能と長記憶深さを組み合わせることで、低周波長周期信号を容易に分析することができ、この利点はデジタル回路のデバッグにおいて際立っている。